Том 70, № 5 (2025)

Получены выражения для всех частотных характеристик входного импеданса идеализированного пассивного элемента комплексного дробного порядка (ИПЭ КДП), т. е. идеального комплексного фрактального элемента (ИКФЭ). Приведены частотные характеристики ИКФЭ. Рассмотрены частотные характеристики частных случаев ИПЭ КДП: элементов с постоянной фазой, с постоянной амплитудой, также элементов с линейной фазой. Представлены критерии синтеза для всех вариантов ИКФЭ.

Рассмотрена система трех микроволноводов на основе пленок железо-иттриевого граната, расположенных параллельно друг другу и разделенных воздушными зазорами. Исследована связь спиновых волн, распространяющихся в виде направленных мод в микроволноводах. Источником связи является дальнодействующее динамическое, провисающее (дипольное) поле прецессирующего вектора намагниченности. Предложен метод управления характеристиками этой связи путем изменения угла статической намагниченности по отношению к главным осям геометрии. С помощью микромагнитного моделирования продемонстрировано управляемое углом подмагничивания распространение спиновых волн вдоль латеральных микроволноводов. В результате микромагнитного моделирования были получены спектры прохождения спиновых волн. Анализ этих спектров показал, что латеральные микроволноводы могут использоваться в качестве функциональных элементов в планарных магнонных сетях, в качестве направленного ответвителя, мультиплексора спиновых волн или СВЧ-делителя мощности. Показано управление маршрутизацией спиновых волн между микроволноводами («магнитными каналами»), изменяя угол внешнего магнитного поля.

Рассмотрена линейная решетка с диаграммой направленности элемента близкой к секторной. Решетка состоит из диаграммообразующей схемы и излучающей решетки рупоров. Диаграммообразующая схема включает блок связанных двухполяризационных EBG волноводов и блок фазосдвигателей в виде отрезков прямоугольных металлических волноводов. Электродинамическое моделирование и оптимизация устройства проведены с целью формирования секторной диаграммы направленности в плоскости излучающей решетки. Исследование проведено в три этапа. На первом этапе проанализированы собственные волны бесконечной решетки бесконечных связанных двухполяризационных EBG волноводов, найдены линейные коэффициента связи между ними по волнам двух ортогональных поляризаций. На втором этапе диаграммообразующая схема моделируется как СВЧ многополюсник и находится его матрица рассеяния. На третьем этапе проведено моделирование всего устройства целиком, включая излучающую решетку рупоров. Показано, что исследованная решетка обеспечивает формирование диаграмм направленности близких к секторным для волн двух ортогональных линейных поляризаций в полосе частот до 10 % в сантиметровом диапазоне длин волн.

Рассмотрены тормозное и гиромагнитное излучение электрона в поле неоднородной электромагнитной волны в присутствии внешнего магнитного поля. Показано, что в случае, когда внешнее магнитное поле перпендикулярно электрическому полю неоднородной электромагнитной волны, мощность гиромагнитного излучения всегда превышает мощность тормозного. Обнаружено, что в случае, когда внешнее магнитное поле параллельно электрическому полю неоднородной волны, существует пороговое значение поля, при котором мощность гиромагнитного излучения превышает мощность тормозного. Получено, что при движении электрона в неоднородной электромагнитной волне может быть реализован эффект подавления несущей частоты в спектре излучения электрона.

Рассмотрены алгоритмы аппаратной реализации широко распространенных полуполосных фильтров (HBF, half-band filter), такие как алгоритм квантования коэффициентов (CQA, coefficient quantization algorithm), алгоритм умножения на константу (MCM, multiple constant multiplication) и их объединение CQA+MCM. Применение алгоритма CQA позволяет уменьшить количество умножителей в схеме HBF фильтра. Алгоритм MCM позволяет пересчитать умножители в набор сумматоров и битовых сдвигов. Объединение двух алгоритмов позволяет заменить все умножители на набор сумматоров и битовых сдвигов. Проведен расчет ресурсов, необходимых для аппаратной реализации HBF фильтров 30 и 94 порядков, и было выяснено, что применение CQA алгоритма позволяет сократить число умножителей на 37 % и 74 %. Применение MCM алгоритма позволяет полностью убрать умножители из схемы фильтра, однако число сумматоров увеличивается в 3 и 2.6 раз соответственно. Проведено сравнение предложенных методов с уже существующими показало, что время, требуемое для расчета коэффициентов оптимизированного фильтра, для предложенных алгоритмов составляет несколько секунд, в то время как для большинства других методов требуется гораздо больше времени (вплоть до суток). Показано, что разница в числе требуемых ресурсов не превышает 10 %.

Рассмотрена возможность возбуждения прецессии положения равновесия намагниченности в условиях периодической модуляции подмагничивающего поля, исключающей мешающее действие доменной структуры. Установлено, что для реализации прецессии равновесия длительность периода переменного поля должна быть такой, чтобы доменная структура не успела развиться, а прецессия равновесия обрела достаточную амплитуду. Показано, что в этих условиях колебания намагниченности представляют собой чередующиеся периоды простой прецессии и прецессии равновесия. Построен прецессионный портрет, имеющий вид двух концентрических колец, а также спектр колебаний намагниченности, содержащий высокочастотную и низкочастотную линии. Приведены возможные практические применения описанных явлений.

В современных устройствах системы контроля и управления при проектировании аналоговых сетевых фильтров (ARF) ставится задача обеспечения работы фильтра с учетом нестабильности частоты сетевой помехи, влияния внешней среды, технологического разброса параметров элементов и их изменении при старении. В результате проведенного анализа с использованием программы схемотехнического моделирования Micro-Cap показано, что для наиболее часто применяемых ARF второго порядка при изменении на 1 % параметров их передаточной функции можно гарантировать подавление сетевой гармоники не больше чем на –20 дБ. С другой стороны, при учете изменения частоты сетевой помехи на 1 % заградительные функции фильтра также существенно ослабляются. Установлено, что влияние изменения частоты сетевой помехи можно уменьшить за счет расширения полосы подавления помехи при уменьшении добротности ARF второго порядка. При этом заградительные характеристики ARF с учетом схемной надежности могут быть существенно улучшены при увеличении порядка фильтра.